摘要：本文介绍的80W电信热插拔参考设计能够应对150V输入电压瞬变和16ms的掉电问题。附加特性包括：工作在-32V至-72V，双二极管“或”逻辑输入，浪涌电流 ≤ 1.5倍的满负荷电流。本文提供详细的电路图、PCB布局、材料清单、启动时的详细波形、-150V输入瞬变特性以及掉电时的满负荷支持特性。 概述 典型的电信系统必须能够满负荷工作在-36V至-72V两个电压源，另外还必须提供雷电感应、高压脉冲以及输入电压在几毫秒内跌落到0V情况下的保护措施。可插拔线卡通常包含一个从高压到低压的DC-DC转换器，该转换器带有热插拔保护电路。当线卡带电插入一个背板时，该电路可以限制浪涌电流，使其略高于满负荷电流。板上滤波电容充满电后，热插拔电路还必须提供一个电源就绪信号(/PGOOD)，以开启后续的DC-DC转换器。本文详细介绍了对热插拔电路的要求。大部分要求与AdvancedTCA® (ATCA®)一级热插拔电路相同。 典型电信系统要求 输入电压范围：-43V至-72V 输入采用双二极管“或”逻辑 -32V至-36V关闭(二极管之前的电源) 80W (最大)输入功率，CLOAD = 680µF 耐压-150V，1ms过压脉冲¹ 掉电支持，0V，从-43V输入电压开始16ms的瞬时掉电；在此期间/PGOOD必须保持低电平 43V启动时，浪涌电流 ≤ 1.5倍满负荷电流 参考设计特性和考虑 欠压闭锁(UVLO)上升门限可以设置到~43V，过压闭锁(OVLO)上升门限可以设置到 ≥ 72V。 安装在输入端的两个100V肖特基二极管实现两个独立电源的“或”逻辑。 UVLO下降门限可以设置到~32V，必须满足电信系统规范第6项，电压降低UVLO下降门限时，/PGOOD保持有效，系统保持正常工作。 VIN = 43V时PIN = 80W，输入电流为1.86A。 对于U1、C3、C4和Q2，70V TVS二极管能够将输入电压钳位在一个安全电平。这个二极管可以直接跨接在输入端，或MAX5921热插拔控制器的VDD–VEE引脚，并且串联一个5Ω电阻与VIN隔离。 从43V到32V跌落的16ms时间内，储能电容(C3)存储足够的能量支持80W负载的供电。该电容通过一个电阻充电，以限制充电电流，使其保持在电信系统规范第7项中规定的输入浪涌电流的一小部分。放电期间，肖特基二极管旁路这个充电限流电阻。 断路器最低触发门限可选，容许在43V时设置为2.8A，150%启动浪涌电流，电压低至32V时，保持2.5A满负荷工作。 电信热插拔参考设计 电信热插拔参考设计采用MAX5921热插拔控制器，如图1所示。 图1. MAX5921电信参考设计原理图 启动特性 ULVO上升电压门限由分压电阻² (R1+R2):R3设置为： 虽然输入UVLO上升开启门限由分压比(R1+R2):R3设定，输入UVLO下降关闭门限由分压比R2:R3设定。因为启动期间，一旦产生输出电压，Q2会短接至R1。 输入电压缓慢上升到UVLO升压门限时，会产生图2所示波形。这种情况发生在： VIN - VS1 = VIN - VEE + VF(D1) ≈ 42.4V 栅极电压升至中间值，控制输出电压的摆率为2.2V/ms，以此限制输出电容(C4)的充电电流。输入电流(IC4 + IC3)峰值为1.75A。当VOUT达到它的最终值，输入电流降至充电电流(IC3)。 图2. VIN上升时的导通特性 通过选择C2可以控制启动时的输入浪涌电流。 由此，浪涌电流限制在 ≤ 1.5倍的启动电流(43V输入时，1.86A)。较小的C2会增大浪涌电流。比如，如果C2 = 12nF，IINRUSH = 2.55A，接近所要求的2.8A。图2所示为输入浪涌电流。 图3与图2类似，只是图中/PGOOD在VGATE达到最终值7ms后、VOUT达到其最终值15ms后输出低电平。 图3. /PGOOD的开启特性 热插拔过程将要结束时，Q2短接至R1、UVLO下降门限被设定在大约32V，满足电信系统规范的第3、第6项要求。 图4所示为启动时C3的充电过程，因为C3的初始充电电流在VIN = 50V时只有~100mA峰值，所以充电时间与输出负载无关，充电时间大约为10s。在启动10s后或出现一次欠压后，才能提供电压跌落支持。 图4. 导通时C3储能电容充电 掉电保护 电压跌落期间的保持时间按照以下步骤计算： P = 80W，C3 = 5400µF 掉电可能发生在最差工作条件下：VIN = 43V，此时： VOUT = VIN - VF(D1) = 43V - 0.55V = 42.45V 一旦输入电压开始下降，VOUT将下降一个D4二极管的压降，或额外的0.6V，下降至41.85V。 下降期间，由C3提供负载供电，并且/PGOOD在达到以下条件之前保持有效： UVLOMAX = 33.6V = [VCAP - VF(D4) + VF(Q1)]或VCAP = 34.8V 因此，电容可以有10%的误差，计算所得的保持时间为16.4ms。 输入电压下降时，如果D1或D2没有导通，C3通过体二极管Q1为MAX5921的输入供电。因此，在欠压期间，MAX5921正常工作并提供有效的/PGOOD。 在长达16ms的输入电压跌落期间(从VIN = 43V跌落到VOUT = 32V)，通过C3可以维持输出功率为80W。上电时，C3通过电阻R11充电。C4在启动时充电，为了防止C3充电电流超过输入浪涌电流，选择C3 x R11的时间常数为4860ms。因此，在上电10s后才能提供掉电保护支持。 图5所示为掉电保护波形图，图中初始功率约为 4.185A × 41.85V ≈ 175W (注意：一旦断开输入电源，输出电压将由于D4的正向导通而下降)。 图5. 电压跌落时的波形 从43V开始下降，16ms后输出电压下降至31.5V，功率约为3.15A × 3.15V ≈ 99W。由此可以看出：C3存储能量足以支持掉电保护的需求。 过压锁定 OVLO上升电压门限由分压比R4:R5设定： 断路器触发门限 选择适当的断路器触发门限以保证在VIN达到指定的最小值以前或初始上电时不会触发断路。因此，断路触发门限需要根据较大的80W/32V = 2.5A或(1.5 × 80W)/43V = 2.8A进行计算。由于在16ms瞬时掉电期间由C3为负载供电，在此期间没有电流通过检流电阻。电阻R7按照下式设置触发门限： 脉冲过压保护 MAX5921需要提供100V以上的输入瞬变保护，可以参考以下两个电路： 一个电路中，在+VIN和MAX5921的VDD引脚之间串联了一个5.6Ω电阻(R8)，VDD和VEE引脚之间连接了一个TVS二极管(D3)。这种情况下，只有MAX5921得到保护，C3、C4和Q2的额定值应该> 150V瞬变。 另一个电路中，在逻辑“或”二极管后面直接将TVS二极管连接VIN各端，为整个电路提供，选用SMBT70A (D3)限制瞬态脉冲，使其 ≤ 100V，并在75V时可以通过 < 1mA的电流。电路由D3提供输入电压保护，在0.2焦耳电容放电产生的脉冲(见注释1)冲击下提供有效保护。 仅保护MAX5921 图6和图7中，D3提供器件的输入瞬态保护。安装R8，只有MAX5921受保护，出现0.2焦耳的输入脉冲(见注释1)。 图6. 脉冲过压保护特性，仅保护MAX5921，最初的9µs. 图7. 脉冲过压保护特性，仅保护MAX5921，最初的9ms VDD - VSS限定在84.4V，输入电流出现一个宽度为4µs、峰值为46A的三角尖峰。 VIN上升3ms，峰值达到165V或比最初的50V高出115V。VOUT - VEE也随着VIN上升至高于0V初始值的115V。MAX5921的输入瞬变和OVLO电路保护机制引起短暂的栅极关闭，输入脉冲在输出端被抑制。栅极关闭期间，C3为输出供电。 整个电路的保护 图8和图9所示波形是短接R8时的测试结果，能够为MAX5921、Q1以及Q1的后续电路提供保护。 图8. 脉冲过压保护特性；完整的电路保护；最初的10ms 图9. 脉冲过压保护特性；完整的电路保护；最初的10s VIN需要大约6µs的时间从初值上升至98V或50V，并且在30µs内下降到~65V，然后经过6ms下降到初始值。输入电压峰值伴随一个峰值为66A、宽度为6µs的三角形电流尖峰。这个电流完全流过D3。 栅极电压在500ns内下降至接近0V，在~12ms内恢复至正常值。关闭Q1抑制输入瞬变。 VOUT - VEE会在最初的100ns内上升至~60V，然后会快速下降到一个较宽的50V脉冲，持续6µs，然后在6ms内返回到正常电平。除了栅极关闭的最初400ns，输入脉冲在输出端被完全抑制掉。在VGATE返回到其正常值，瞬变恢复之前，由C3为负载供电。 总结 本文提供的电信热插拔参考设计能够满足典型电信系统的规范要求，支持 ≥ 16ms的有效保持时间。过压脉冲保护可以仅提供给MAX5921或也可以为整个电路提供过压脉冲保护。如果用户只要求用D3保护MAX5921，可以切断R8的短路线。切断R8两端的短路线后，C3和C4的额定值为160V。Diodes公司的TVS二极管SMBT70A是瞬态过压保护的关键—其它TVS二极管不能胜任本设计的要求。 材料清单 Qty. Designator Component Manufacturer and Part Number 1 C1 4.7nF ±10%, 50V ceramic capacitor (0805) Vishay VJ0805Y472KXACW1BC 1 C2 15nF ±10%, 50V ceramic capacitor (0805) Vishay VJ0805Y153KXACW1BC 2 C3a, C3b 2700µF ±10%, 100V electrolytic capacitors Panasonic ECD-S2AP272CA 1 C4 680µF ±10%, 100V electrolytic capacitor Panasonic ECD-S2AP681BA 3 D1, D2, D4 10A or 16A, 100V Schottky diodes (D2PAK) Vishay MBRB10H100CT-E3/45, ST Microelectronics STPS16H100CG, or Vishay 16CTQ100SPBF 1 D3 70V TVS diode (SMB) Diodes Inc. SMBT70A 1 Q1 150V, 16mΩ n-channel MOSFET (D2PAK) Fairchild FDB2532 or Vishay SUM85N15-19-T1-E3 1 Q2 100V, bipolar PNP transistor (SOT23) Fairchild BSS63 1 R1 68.1kΩ ±1% thick-film resistor (0603) Vishay CRCW0603154KFKEA 1 R2 255kΩ ±1% thick-film resistor (0603) Vishay CRCW0603255KFKEA 2 R3, R5 10.0kΩ ±1% thick-film resistors (0603) Vishay CRCW060310K0FKEA 1 R4 576kΩ ±1% thick-film resistor (0603) Vishay CRCW0603576KFKEA 1 R6 91kΩ ±5% thick-film resistor (0805) Vishay CRCW080591K0JNEA 1 R7 12mΩ thick-film resistor (2512) Vishay WSL2512R0120FEA 1 R8 5Ω ±1% thick-film resistor (2512) Vishay CRCW25125R00FKEG 1 R9 680Ω ±1% thick-film resistor (0603) Vishay CRCW0603680RFKEA 1 R10 21.3kΩ ±1% thick-film resistor (1210) Vishay CRCW121021K3FKEA 1 R11 510Ω ±1% thick-film resistor (2512) Vishay CRCW2512510RFKEG 1 R12 1kΩ ±1% thick-film resistor (0603) Vishay CRCW06031K00FKEA 1 R13 10Ω ±1% thick-film resistor (0603) Vishay CRCW060310R0FKEA 1 U1 Hot-swap controller IC, -100V Maxim MAX5921AESA 测试PCB 图10. 器件布局 图11. 顶层 图12. 底层 参考文献 0.2焦耳的测试脉冲通过一个18µF电容(充电至150V)对电路输入端放电产生，电路电源通过10mH电感隔离。本测试方法参照Telstra公司CAN 051 775 55中传输设备的电源和接地规范1555。 在UVLO和OVLO计算中没有考虑电阻公差。VUVH、VUVL和VOVH取自MAX5921数据资料。 AdvancedTCA是PICMG-PCI工业电脑控造商组织的注册商标。 ATCA是PICMG-PCI工业电脑控造商组织的注册商标。 相关型号   APP 4163: Jul 18, 2008 MAX5941 符合IEEE 802.3af标准的以太网供电接口/PWM控制器，适用于用电设备 完整的数据资料 (PDF, 992kB) 免费样品 自动更新 需要自动接收最新发布的应用笔记吗？请订阅EE-Mail™ (English only)。 我们期待您的反馈！ 喜欢？不喜欢？有待改善？或为我们提供建议？请与我们联系 — 我们将根据您的意见或建议改善我们的工作。 网页评价或提供建议   下载，PDF格式 (288kB)  AN4163, AN 4163, APP4163, Appnote4163, Appnote 4163